【导读】于现代开关电源设计中，75W以上功率等级的离线式电源必需引入功率因数校订（PFC）技能。该技能的焦点方针是调解输入电流波形，使实在时追随交流输入电压变化，从而令电源体系对于电网出现类似纯电阻特征。于正弦电压输入前提下，实现抱负PFC的要害于在对于输入电流举行切确采样与波形整形。采用峰值电流模式的节制计谋，可有用晋升电流跟踪精度与体系动态相应机能。

于上期中，咱们切磋了利用第二级滤波器来削减电压纹波。

本期，为各人带来的是《采用峰值电流模式节制的功率因数校订》，将先容一种无需采样电阻、防止中点采样问题的立异PFC节制要领。

弁言

于现代开关电源设计中，75W以上功率等级的离线式电源必需引入功率因数校订（PFC）技能。该技能的焦点方针是调解输入电流波形，使实在时追随交流输入电压变化，从而令电源体系对于电网出现类似纯电阻特征。于正弦电压输入前提下，实现抱负PFC的要害于在对于输入电流举行切确采样与波形整形。采用峰值电流模式的节制计谋，可有用晋升电流跟踪精度与体系动态相应机能。

设计职员凡是会于 PFC 运用中利用如下两种电流检测要领的此中之一。第一种要领是于 PFC 接地回路中放置一个电流采样电阻器（于图 1 中指定为 R1）以检测输入电流，该电流将送至平均电流模式节制器（如图 2所示），以强迫输入电流追随输入电压。因为电流采样电阻器可检测全数升压电感器电流，是以这类电流检测要领可提供优良的功率因数并降低共计谐波掉真 (THD)。不外，电流采样电阻器会致使分外的功率损耗，这于需要高效率的运用中多是个问题。

图 1. PFC 的经常使用电流检测要领。

图 2. PFC 的传统平均电流模式节制。

第二种要领是将电流互感器与升压开关串联以检测开关电流（于图 1 中指定为 CT 及 R2）。假如没法利用电流采样电阻（例如对于在交错 PFC 及 semi-bridgeless PFC），最佳利用这类要领。电流互感器仅检测开关电流 (IQ)（而非全数电感器电流），是以要节制全数电感器电流，一种简朴的解决方案是于电流互感器输出的中间（脉宽调制 [PWM] 导通时间的中间）举行采样。采样将起作用，由于于持续导通模式 (CCM) 下，中点瞬时电流值等在平均电感器电流值（如图 3所示）。与第一种要领比拟，这类要领的功率损耗更少，但也存于限定：PFC 的占空比于 0% 至 100% 之间变化。当占空比力小时，PWM 导通时间很短；是以，很难于 PWM 导通时间的中间正确采样。任何采样位置偏移城市致使反馈旌旗灯号偏差，并使 THD 及功率因数变差。

图 3. CCM 下的 PFC 电感器电流波形。

本文先容了节制 PFC 并实现单元功率因数的新要领 - 一种非凡的峰值电流模式。这类要领不需要电流采样电阻，是以消弭了功率损耗。虽然它仍利用电流互感器来检测开关电流，但无需于 PWM 导通时间的中间举行采样，从而防止了采样位置偏移问题。除了此之外还有有其他利益。

CCM PFC的峰值电流模式节制

峰值电流模式节制广泛用在直流/直流转换器，但它不合用在 PFC，由于 PFC 需要节制平均电流，而不是峰值电流。节制电感器峰值电流会致使较差的 THD 及较低的功率因数。

经由过程利用非凡的 PWM 发生器（如图 4 所示），PFC 可以实现峰值电流模式节制。图 4 比力了检测到的开关电流 IQ与锯齿波。锯齿波峰值电压 (VRAMP) 于每一个开关周期最先时最先，其幅度于开关周期竣事时线性降落至 0V。升压开关 (Q) 于开关周期最先时导通。当 IQ 跨越锯齿波时，Q 关断。

这类 PWM 发生器已经存于在险些所有数字电源节制器中，例如 TI 的C2000™ 及时微节制器及 UCD3138。这些数字节制用具有一个带可编程斜率赔偿的峰值电流模式节制模块。对于具备斜率 VRAMP/T 的赔偿举行编程可天生预期的锯齿波。

图 4: CCM 中建议要领的 PWM 波形天生。

要实现单元功率因数，可经由过程方程式 1 计较锯齿波 VRAMP的峰值：

方程式 1

此中 Gv 是电压环路输出，Vout 是 PFC 输出电压，L 是升压电感器的电感，R 是电流互感器输出真个电流检测电阻，Ton 是 PFC PWM 导通时间。

因为 PWM 导通时间于两个持续开关周期中险些不异，是以您可使用上一开关周期中的 Ton 信息来计较此开关周期的 VRAMP 值。

相识怎样利用此节制要领实现单元功率因数。从图 3 可以看出，于 Ton 时间内，输入电压施加到电感器，致使电感器电流从 I1 上升到 I2。采用方程式 2：

方程式 2

此中 Vin 是 PFC 输入电压。方程式 3 计较每一个开关周期中的平均电感器电流：

方程式 3

将方程式 2代入方程式 3 可获得方程式 4：

方程式 4

从图 4 中，方程式 5 为：

方程式 5

方程式 6 合用在于 CCM 不变状况下运行的 PFC：

方程式 6

将方程式 6 代入方程式 5 并求解 I2可获得方程式 7：

方程式 7

将方程式 1 及方程式 7 代入方程式 4 可获得方程式 8：

方程式 8

于方程式 8 中，Gv 是 PFC 电压环路输出。它于不变状况下是恒定的；是以，Iavg 与 Vin 成正比，并追随 Vin 的外形。假如 Vin 是正弦波，则 Iavg 也是正弦波。节制电感器峰值电流可实现单元功率因数。

与传统的平均电流模式节制比拟，这类要领消弭了电流采样电阻器引起的功率损耗。与需要切确采样位置的电流互感器检测要领比拟，该要领无需对于电流举行采样。模仿比力器会确定 PWM 关断刹时，从而防止了采样偏移问题。

为了节省体系成本，一些设计职员更喜欢利用组合节制，经由过程单个节制器节制 PFC 及直流/直流节制器。您可以将组合节制器置在交流/直流电源的低级侧或者次级侧；每一一侧都有其优错误谬误。假如选择将组合节制器置在低级侧，则需要超过断绝界限，将直流/直流输出电压及电流信息发送到低级侧，而且节制器及主机之间的通讯也需要超过断绝界限。假如选择将组合节制器置在次级侧，由于传统的平均电流模式节制要领需要输入交流电压信息，是以必需检测输入电压并将其用在调制电流环路基准。超过断绝界限检测输入电压颇具挑战。

于新节制要领中，方程式 1 仅包括 Vout，不包括 Vin。由于不需要检测 Vin，以是可以去除了 Vin 检测电路。此节制要领仅需要电流互感器输出及 Vout 信息。因为电流互感器提供断绝，是以低成本的光耦合器可以检测 Vout 并将其送至次级侧。然后，您可以将 PFC 节制器放置于交流/直流电源的次级侧，并将其与一样位在次级侧的直流/直流节制器组合以构建组合节制器，从而年夜年夜降低体系成本。

DCM PFC的峰值电流模式节制

您可以将不异算法扩大到不持续导通模式 (DCM) 运行。图 5 显示了 DCM 中的电感器电流波形。电感器电流于 Toff竣事时降落为零，并于其余 Tdcm 时期连结为零；是以，T= Ton + Toff + Tdcm。PWM 波形发生器与图 4 不异，但 PWM 关断时间为 Toff + Tdcm，而不是 Toff（如图 6 所示）。

图 5：DCM 下的 PFC 电感器电流波形。

图 6：DCM 中建议要领的 PWM 波形天生。

将方程式 4 重写为方程式 9 可计较一个开关周期内 DCM 下的平均电流：

方程式 9

于不变状况下，电感器伏秒必需于每一个开关周期中连结均衡，从而获得方程式 10：

方程式 10

求解 Toff 并代入方程式 9 可获得方程式 11：

方程式 11

从方程式 6 中，方程式 12 为：

方程式 12

方程式 13 计较锯齿波 Vramp 的峰值：

方程式 13

将方程式 13 代入方程式 12 并求解 I2 可获得方程式 14：

方程式 14

将 I2 代入方程式 11 可获得方程式 15：

方程式 15

于方程式 15 中，Gv 于不变状况下是恒定的；是以，Iavg与 Vin 成正比，并追随 Vin 的外形。假如 Vin 是正弦波，那末 Iavg 也是正弦波，从而实现单元功率因数。

从方程式 9 到方程式 15 对于 CCM 及 DCM 均有用，是以，假如按照方程式 13 天生了锯齿波旌旗灯号峰值，则可以为 CCM 及 DCM 实现单元功率因数。

方程式 1 是方程式 13 的非凡环境，此中 T = Ton + Toff。对于在轻负载（PFC 于轻负载下处在 DCM 模式）、THD 及功率因数不过重要的运用，可以使用公式 1 来简化实现。

测试成果

已经于 360W PFC 评估模块 (EVM) 上验证了这一建议的节制要领。图 7 显示了输入电流波形，从中可以看到优良的正弦电流波形。

图 7：360W PFC EVM 上的测试成果。

结论

与传统的平均电流模式节制要领比拟，这类新型 PFC 峰值电流模式节制要领具备很多上风。经由过程将 PFC 节制器放置于交流/直流电源的次级侧来构建具备直流/直流节制器的组合节制器可以降低成本。消弭电流分流电阻器可消弭功率损耗，从而提高效率。利用电流互感器时，经由过程消弭因 PWM 占空比力小而孕育发生的反馈旌旗灯号偏差可改善 THD。末了，经由过程 C2000 MCU 及 UCD3138 等现有数字电源节制器可轻松实现这类节制要领。

本文来历在德州仪器《模仿设计期刊》。《模仿设计期刊》由德州仪器工程师及专家精心撰写并汇编，笼罩从基础常识到进步前辈技能、从数据转换器到传感器运用的广泛主题，为模仿设计新手及资深用户提供实用信息及解决方案。

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